一種新型200千赫/200瓦環保開關電源

介紹

目前，在評估額定功率超過200瓦的高頻實用開關電源的環保性能時，存在或多或少的困難..它們要么有很大的電磁干擾噪聲，要么輸入電流諧波超過標準，要么在一定的功率封裝密度下溫度特性和可靠性較差。要解決這些問題，一種方法是尋找性能更先進的新型變換器拓撲，另一種方法是選擇新技術和新器件，盡可能滿足環境性能評價的要求。 近年來，國外一些知名半導體公司在器件技術改造上投入了大量精力，開發了一系列具有優異性能的有針對性的新器件。例如，英飛凌(前西門子公司)近年來相繼推出了一系列專用于解決上述高頻開關電源問題的器件。它們包括具有高電壓600伏電阻和低導通電阻(Rdson)(高頻應用中非常低的溫升，適用于升壓開關)的CoolMOS晶體管、具有高電流、低電壓電阻和小Rdson(尤其適用于降壓轉換器)的OpTIMOS晶體管、PFC？

脈寬調制二合一ICTDA16888(節省空電池和元件)、耐高壓(600 v)碳化硅肖特基二極管(特別適用于升壓二極管)等。這些設備都有特殊的特性。如果在開關電源的設計中使用得當，問題將會迎刃而解，成本也將得到控制。 本文以此為例，向讀者介紹一種實用的開關電源，其工作頻率為200千赫，功率為200瓦，符合環保要求。它采用第二代CoolMOSC2作為功率因數校正和脈寬調制的電源開關，碳化硅肖特基二極管作為功率因數校正二極管，光電二極管作為同步整流開關，功率因數校正和脈寬調制控制由同一個ICTDA16888實現。該電源輸入電壓范圍寬(90V ~ 275 V)，交流/DC轉換效率超過80%。有兩組輸出電壓:+5V/20A和++12V/8.3A，帶輸出過載保護和輸出短路保護。所有功率器件不需要配備散熱器或最小輸出負載。 2電路框圖 圖1示出了整個電源的操作框圖。它由功率因數校正和脈寬調制組成。

第一部分是用于功率因數校正的交流/DC轉換器，第二部分是由兩個功率開關管組成的前向脈寬調制DC/DC轉換器。功率因數校正級是一個升壓轉換器，其功能是在其輸出端提供380伏直流電，同時在其輸入端保持輸入電流為正弦波，以獲得大約等于1的功率因數。功率因數校正級的另一個特點是它可以使電源工作在一個寬的電壓輸入范圍(90V~275V)，而不需要增加一個電壓范圍開關來重新配置整流電路。所使用的功率器件是并聯應用的兩個CoolMOS型SPB11N60C2和一個SiC肖特基二極管sdb06s60 (6a/600 v)。 雙管正激變換器通過耦合變壓器T1與電網隔離。在變壓器的初級階段，功率元件是兩個CoolMOSSPB11N60C2和兩個EMCON二極管sdd04e60 (4a/600 v)。次級有兩組輸出(5V直流和12V直流)，但它們的整流原理不同。

12V輸出采用傳統的肖特基二極管整流電路，5V輸出采用低壓MOSFETSPB 80N03S2 L？03進行同步整流。 功率因數校正和脈寬調制功能均由單片集成電路TDA16888控制。 3結構/散熱器設計 這種電源的優點之一是體積小。它由兩塊不同尺寸的雙面印刷電路板組成。較大的一塊(18厘米×15厘米)為主板，主板上裝有各種功率器件和無源器件，盡量采用占地面積小的貼片器件。該器件不使用任何散熱器，散熱是通過將熱量從印刷電路板上的主銅片傳遞到下面的金屬板來實現的。較小的一塊(6厘米×3厘米)是控制板，它裝有控制電路并垂直插入主板。 4組件功能描述 4.1電源主板 電源主板的原理如圖2所示，包括以下幾個部分: 

(1)交流輸入//電磁干擾濾波器 SMPS的輸入電壓為90V ~ 275V (50Hz/60Hz)。保險絲用于防止電路故障時進一步損壞電源。輸入電磁干擾濾波器(C86、L1、L4、C24、C25、C26、C2)用于抑制兩個電源開關之間切換時產生的高頻噪聲。

變阻器R30用于抵抗來自電網的高壓浪涌。輸入功率整流器(D1？D4)使用傳統的硅二極管。

 (2)功率因數校正變換器 這是一種升壓轉換器拓撲，電感電流連續流過滿負載。開關頻率為200千赫。輸出電壓約為380伏直流電 功率因數校正的核心部件是升壓電感器L2、開關晶體管Q1A/Q1B、升壓二極管D5和大電解電容器C3。為了減少寄生電容，L2是通過在環形鐵粉芯上纏繞一根銅線形成的。并聯晶體管Q1A/Q1B是由一種新的CoolMOS工藝制成的。它們具有高開關速度和極低的導通電阻。當輸入電壓為90V低電平時，這一優勢尤其重要，因為電路工作在高電流和高占空比空的情況下。雙管并聯的目的只是為了擴大散熱面積，使電路板上的熱量分布更加均衡。升壓二極管D5是一個600VSiC肖特基二極管，具有非常好的開關特性(沒有反向恢復和開關特性上的溫度干擾)，因為它沒有電荷存儲。D82是傳統的硅二極管，用于從初始整流電壓對電解電容器充電，以防止碳化硅二極管D5在啟動時接收過大的浪涌電流。電解電容器C3用來儲存能量，以減少二次諧波的電壓紋波，它還必須承受開關頻率下的電流。電容器C3A專用于旁路高頻諧波電流。 圖1200WSMPS框圖 圖2200 wsmps主板電氣原理圖 圖3變壓器結構 

(3)脈寬調制轉換器(雙晶體管正向) 脈寬調制轉換器是一種雙晶體管正向轉換器拓撲。它的工作頻率也是200千赫。一次側的主要部件是Q2A/Q2B和D22/D27。當正向晶體管Q2A/Q2B同時導通時，能量通過變壓器傳遞到輸出端。Q2A/Q2B選擇開關速度高的CoolMOSSPB11N60C2。對于D22/D27，選擇EMCON型二極管。在Q2A/Q2B截止期間，D22/D27用于箝位在變壓器磁通零返回期間由變壓器漏電感產生的反饋尖峰電壓。變壓器T1由電解電容器C3上的DC電壓供電，并將輸出與輸入隔離。使用EPCOS生產的RM組合磁芯RM14/N87(見圖3)。它的初級繞組是絞合線Litz，次級繞組由薄銅帶制成。 為了降低漏電感，初級和次級繞組可以交錯。 12V通道的次級為D20/D21、L3A、L6和C36/C37，5V通道為Q19/Q21、L3B、L5和C15、C28。其中，D20/D21為45V標準肖特基二極管，每個二極管以兩種時序工作:D20在Q2A/Q2B導通時作為整流二極管，D21在Q2A/Q2B晶體管關斷時作為負載電流的續流通道。

 (4)同步整流 在5V通道中，使用三個低電壓30V/80A optimospb80n 03 s2l。03同步整流器。其控制信號由次級產生。兩個光電二極管Q19和Q19A并聯，共同為“低態”脈寬調制提供一個續流電流通道。OptiMOSQ21用于串聯整流。變壓器一次復位時，脈寬調制脈沖輸出消失，同步整流器Q19/Q19A通過Q18的體二極管續流。當初級線圈導通時，Q18的柵極(之前為負偏置)由次級線圈電壓通過電阻R97驅動，Q18導通以關斷Q19/Q19A。Q21在R96、L3A和L3B的聯動下開啟，開始新一輪同步整流周期。 4.2控制電路 200WSMPS的控制板電路如圖4所示，由混合雙ICTDA16888及其外圍器件組成。

 (1)混合雙ICTDA16888 TDA16888是英飛凌近年來開發的新產品。它通過功率因數校正提供對SMPS的完全控制。內部同步運行的功率因數校正和脈寬調制功能使其適用于全球電壓輸入和兩級離線轉換器。其功率因數校正功能能滿足國際電工委員會1000？3？2交流輸入電流諧波限值的規定。它的外圍組件更少，因此降低了整個電源的成本。 TDA16888具有如下某些全功率因數校正特性: -雙環控制(對平均電流和輸出電壓雙敏感)； -作為輔助電源的附加應用； -快速軟開關推拉閘門驅動(1A)； 前沿脈寬調制； -峰值電流限值； -過壓保護。 所確定的脈寬調制特性是: -改進的電流模式控制； -快速軟開關推拉閘門驅動(1A)； -軟啟動裝置； 后緣脈沖寬度調制； -為了防止變壓器飽和，最大比率空限制為50%。

(2)全氟化碳控制 TDA16888采用平均電流控制來提供有功功率因數校正。其PFC部分的“心臟”是一個模擬乘法器。它產生用于電流誤差放大器OP2的可編程電流參考信號，該信號通過將整流的輸入電源電壓與輸出電壓誤差放大器的輸出相乘而獲得，因此電流參考信號具有輸入電壓的形狀(雙半正弦波)，并且還具有控制輸出電壓幅度的功能。通過隨后的OP2、脈寬調制器和驅動器，功率因數校正的交流輸入電流將變成功率因數接近1的近似正弦波。在圖4的電路中，電壓誤差放大器的外部電路(具有電壓靈敏度和補償功能)由R13、R14、R16、C5和C6組成。電阻器R4(R4A、R4B)用于監控實際整流輸入電壓。R5、R7、R8、C7和C8是電流誤差放大器的元件。感應電流可以通過主板上R6的電壓降來監控。R3和R26可以確定功率因數校正的電流限值(約6.5A)。R11和R12決定過壓閾值。 圖4200 wsmps控制板電氣原理圖 

(3)脈寬調制控制 TDA16888提供改進的電流模式控制，帶來有效的斜率補償，并加強對電壓尖峰的抑制。轉換器的初級開關電流經R32和C21通過主板R15上的壓降進行低通濾波后，可傳輸至PWMCS(11)引腳。經過內部放大后，Pwmmin(14)引腳上的初級開關電流和輸出電壓控制環路反饋信號XS都輸入到內部脈寬調制比較器C8進行比較，實際占空比空由它們共同決定。C14提供脈寬調制部分的軟啟動。輸出電壓控制回路的元件R20、R19、IC2等都設置在主板轉換器的次級側。反饋信號通過低值光耦合器IC3傳輸。 (4)柵極驅動電路 考慮到高工作頻率，我們使用由小信號雙極晶體管(Q6，Q7，Q10，Q11)和金屬氧化物半導體場效應晶體管(Q8，Q9，Q12，Q13)組成的離散高速大電流驅動級來驅動功率因數校正部分的功率管(Q1A，Q1B)和脈寬調制級的低端功率管(Q2A)。這就是為什么施密特觸發器和隨后的分立驅動放大器被插入到功率因數校正輸出/脈寬調制輸出的原始柵極驅動信號輸出端。對于高端功率管(Q2B)的柵極驅動，其信號也從PWMOUT輸出，通過高速光耦IC8(SFH6711)傳輸，經IC9、Q14~Q17放大后輸入Q2B。為了獲得浮置電源電壓Vcctop至Q2B，我們在功率因數校正扼流圈L2的鐵芯上設置了額外的獨立繞組。 5項測試結果 5.1效率 接近滿載和不同輸入電壓下的測試效率見表1。 從表1可以看出，當輸入電壓最高時，獲得的效率最高，而當輸入電壓最低時，效率最低。原因是當輸入電壓降低時，輸入電流將增加，并且到輸入整流器、電磁干擾濾波器、功率因數校正扼流圈和功率因數校正電流敏感電阻器的傳導損耗將增加。當開關管必須通過較高的峰值電流時，在低輸入電壓條件下，功率因數校正開關管電流的有效值會增加。此外，為了使功率因數校正級在啟動時具有更快的建立速度，晶體管在ton時間切換，這是有效比率空的兩倍。

也就是說，晶體管的較長導通時間導致其電流增加，從而也導致功率因數校正級的開關損耗增加。由于脈寬調制的電源電壓由功率因數校正電路輸出并穩定，脈寬調制級的特性與輸入交流電壓無關。 表1效率測試結果 輸入交流電壓/伏 輸入功率/瓦 輸出功率/瓦 12V繞組輸出電壓/伏 12V繞組輸出電流/安 5V繞組輸出電壓/伏 5V繞組輸出電流/安培 效率/% 90 224 180.5 10.24 8.56 4.85 19.15 80.6 110 220 180.6 10.25 8.56 4.85 19.15 82.1 150 215 180.8 10.25 8.57 4.85 19.16 84.1 200 215 181.5 10.25 8.65 4.85 19.14 84.4 230 215 181.4 10.24 8.65 4.85 19.14 84.4 275 212 181.4 10.24 8.65 4.85 19.14 85.6 圖5傳導噪聲測試 (一)反車輛平均探測噪聲線(二)QP準峰值探測噪聲線 此外，由于脈寬調制采用光耦合器和可變穩壓ICTL431作為輸出穩壓反饋電路，其負載穩壓調整率也非常好，不需要額外的負載尺寸要求，以獲得穩定的輸出電壓。 5.2功耗分布 最大功耗出現在滿載和低交流輸入電壓時。此時，工作點為Vin=90V，引腳= 224瓦，Pout = 180.5W瓦，功耗Ploss = 43.5W瓦 功耗分布可通過使用表2所示的測試組件的溫度進行估算。 表2功耗分布 電源 估計功耗/瓦 序列號 名字 1 emi濾波器 1 2 輸入整流器(D1-D4) 3.5 3 PFC扼流圈L2 3 4 大電容C3 1.5 5 全氟化碳晶體管Q1 5 6 全氟化碳二極管D5 1.5 7 正向開關管Q2A、Q2B 2 8 變壓器T1 5 9 5V整流器Q19、Q21 3 10 12V整流D20、D21 4 11 輸出扼流圈L3 5 12 輸出電容C36、C37、C15、C28 2 13 控制、驅動及其電源電路 3 14 其他的 4 15 總數 43.5 5.3傳導電磁干擾的測試 為了測試整機開關電源的傳導噪聲，我們根據1977年CISPRPublication16中規定的電磁干擾噪聲測試方法，測試了電磁干擾接收器FMLK1518和電源阻抗穩定網絡(LISN)NSLK8128。結果如圖5所示。測試條件:Vin = 230V伏，Pout = 181.4W瓦，整機電源置于金屬箱中。 從圖5可以看出，測得的EMI噪聲譜線都低于正常極限。